DC/DC-Konverter wandeln eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung. In diesem Beitrag werden drei solche Konverter behandelt, die aus den drei Grundschaltungen hergeleitet sind. Im Gegensatz zu den Originalstrukturen sind diese nur für einen geringeren Spannungsübersetzungsbereich geeignet, haben aber den Vorteil, dass die elektronischen Schalter immer bei Strom null schalten und die Dioden nicht zwangsweise, sondern immer von selbst ausschalten. Die Gewinnung der Konverterschaltungen wird erläutert, und die Funktionsweisen werden durch mathematische Beschreibung, durch Skizzen und mithilfe des uZ-i-Diagramms erklärt. Weiters werden einige mögliche Erweiterungen der Schaltungen gezeigt.
Hinweise
Diese Arbeit ist Univ.-Prof. Dr. Franz Zach zum achtzigsten Geburtstag gewidmet!
F. A. Himmelstoss ist OVE-Mitglied.
Hinweis des Verlags
Der Verlag bleibt in Hinblick auf geografische Zuordnungen und Gebietsbezeichnungen in veröffentlichten Karten und Institutsadressen neutral.
1 Einleitung
Um die Schaltverluste zu verringern sollte man den Schaltvorgang entweder bei geringer Spannung oder Spannung null oder bei Strom null durchführen. In der Literatur findet man dazu viele Varianten (vgl. dazu [1] und die dort angeführte umfängliche Literatur). Die hier betrachteten Konverter können aus den drei DC/DC Grundkonverterschaltungen [1] auf folgende Weise konstruiert werden. Der aktive Schalter wird durch eine Serienschaltung von zwei elektronischen Schaltern, und der passive Schalter wird durch eine Serienschaltung von zwei Dioden ersetzt. Zwischen den beiden elektronischen Schaltern wird ein Kondensator C geschaltet, dessen anderer Anschluss zwischen die beiden Dioden geschaltet ist. So entsteht aus dem Hochsetzsteller ein resonanter ZCS Hochsetzsteller (Boost Konverter, Abb. 1 [2]) , aus dem Tiefsetzsteller ein resonanter ZCS Tiefsetzsteller (Buck Konverter, Abb. 3, [3]) und aus dem Hoch-Tiefsetzsteller ein invertierender resonanter ZCS Tiefsetzsteller (Buck Konverter, Abb. 5, [4]). Topologisch schauen die Konverter (vgl. [5, 6]) auf den ersten Blick wie ein „flying capacitor three level converter“ aus, unterscheiden sich jedoch bei der näheren Betrachtung. Es gibt nur eine Eingangsspannung U1, nicht zwei zur Masse symmetrische, und die beiden unteren Transistoren sind durch Dioden D1, D2 ersetzt, dadurch vereinfacht sich die Ansteuerung. Weiters ist der „fliegende Kondensator“ bei den gegenständlichen Schaltungen ein kleiner Resonanzkondensator C (nicht ein großer, bei dem die Spannung sich innerhalb einer Konvertertaktperiode praktisch nicht ändert), der zusammen mit der Resonanzspule L einen Resonanzkreis bildet.
2 Funktion der Schaltungen
2.1 Resonanter ZCS Hochsetzsteller
Im Folgenden wird die Funktion an Hand des resonanten ZCS Boost Konverters (Abb. 1) beschrieben. Die Schaltung durchläuft während einer Periode eine Abfolge von Moden. Es werden ideale Bauteile vorausgesetzt und angenommen, dass die Ausgangsspannung schon den gewünschten Wert erreicht hat. Da der Ausgangskondensator CA so groß gewählt ist, dass die Spannung sich an ihm während einer Periode praktisch nicht ändert, kann man nicht nur die Eingangsspannung UE, sondern auch die Ausgangsspannung UA als konstant ansetzen. Weiters sei angenommen, dass der Resonanzkondensator C ungeladen ist.
Abb. 1
Resonanter ZCS Hochsetzsteller
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Wird nun S1 eingeschaltet, so entsteht ein Stromkreis, beginnend beim positiven Anschluss der Eingangsquelle über die Spule L, die Diode D1, dem Kondensator C, dem elektronischen Schalter S1 zurück zur Quelle. Dieser Stromkreis wird daher beschrieben mit:
Erreicht die Spannung am Kondensator den Wert UA, schaltet die Diode D2 ein und klemmt die Spannung am Kondensator auf die Ausgangsspannung. Es beginnt nun der Modus M2.
Der Stromkreis im zweiten Modus M2 führt von der Eingangsspannung über L, die beiden Dioden und die Ausgangsspannung UA zurück zur Eingangsspannung. Da kein Strom mehr über C fließt, kann der elektronische Schalter S1 verlustfrei abgeschaltet werden.
Der Strom durch die Spule hat am Ende von Modus M1 den Wert:
erreicht. An der Spule liegt nun die Differenzspannung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung. Da diese negativ und konstant ist, sinkt der Strom in der Spule linear ab. Wenn der Strom null erreicht, schalten die Dioden aus. Dieser Vorgang dauert:
Am Ende von M2 ist der Kondensator weiterhin auf UA geladen und der Strom durch die Spule zu null geworden. Nun kann eine Pause eingelegt werden oder man schaltet den elektronischen Schalter S2 ein. Der Schalter S1 muss spätestens vor dem Einschalten von S2 ausgeschaltet worden sein. Der Vorgang, der durch das Einschalten von S1 ausgelöst wurde, dauert:
$$\Updelta T_{S1}=\Updelta T_{1}+\Updelta T_{2}$$
(7)
Durch das Einschalten von S2 ergibt sich nun die Masche C, D2, Ausgang, Eingang, L und S2. Die Maschengleichung lautet nun:
Diese Differential-Integral Gleichung entspricht Gl. 1, führt daher zur gleichen Lösung entsprechend Gl. 2. Dieser Strom entlädt den Kondensator C gemäß:
und wenn die Spannung zu null wird (und negativ werden würde), schaltet die Diode D1 ein.
Die Dauer von Modus M3 ist gleich lang wie im Modus M1. Daher hat auch der Strom den gleichen Endwert. Damit endet der Modus M3 und der Modus M4 beginnt. Der Strom durch die Induktivität sinkt, verursacht durch die Differenzspannung von UE minus UA, linear ab. Wenn der Strom null erreicht, schalten die Dioden ab und Mode M4 endet. Der Modus M4 führt zu analogen Gleichungen wie Gln. 5 und 6. Nun kann wieder eine Pause eingeschaltet werden, oder der Zyklus kann durch Einschalten von S1 wieder gestartet werden. Die aktive Zeit eines ganzen Zyklus dauert daher:
Zur Bestimmung der Periodendauer müssen noch die Pausenzeiten zwischen den aktiven Moden addiert werden.
Die Abb. 2 (K beim Spannungsverlauf muss auf UA gesetzt werden) zeigt den Strom durch die Dioden (D1, D2), die Spannung am Resonanzkondensator C, den Strom durch die Resonanzspule L und die Steuersignale für die Transistoren (S1, S2), wobei der Bereich in dem abgeschaltet werden kann durch die dünnen senkrechten Striche angedeutet ist.
Abb. 2
Resonanter ZCS Konverter, Hochsetzer K = UA, Tiefsetzer K = UE, invertierender Tiefsetzer K = UE + UA von oben nach unten: Strom durch die Dioden, Strom durch die Resonanzspule, Spannung am Resonanzkondensator, Steuersignale
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Es stellt sich nun die Frage welche Ladung wird bei jedem Zyklus an den Ausgangskreis übertragen? Dazu betrachtet man am besten den Strom durch die Diode D2. Nur durch diese wird Ladung an den Ausgang übertragen. Man kann ansetzen zweimal ein Dreieck und einmal ein Stück einer Sinusschwingung:
Die Begrenzung des Arbeitsbereichs sieht man einerseits an der Dauer von M2 (Gl. 6): je niedriger die Ausgangsspannung ist, umso länger dauert der Vorgang; andererseits sieht man aus dem Spannungsverlauf am Kondensator, dass die Ausgangsspannung nur maximal doppelt so groß wie die Eingangsspannung sein kann.
Nach dieser ausführlichen Darstellung des Hochsetzstellers werden nun die Funktionsweisen der beiden anderen Schaltungen erklärt.
2.2 Resonanter ZCS Tiefsetzsteller
Die Schaltung wird wieder unter den gleichen Voraussetzungen behandelt (Abb. 3).
Abb. 3
Resonanter ZCS Tiefsetzsteller
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Wird S1 eingeschaltet, so ergibt sich die Masche UE, S1, C, D1, L, UA und daher:
Wenn die Spannung am Kondensator die Eingangsspannung erreicht, schaltet die Diode D2 ein und klemmt die Kondensatorspannung auf UE. Der Vorgang dieses ersten Modus dauert:
den Wert null. Damit endet der Modus M2. Der Kondensator bleibt während dieser Zeit weiter auf die Eingangsspannung aufgeladen. Nach einer Pause oder unmittelbar danach wird nun S2 eingeschaltet, Modus M3 beginnt und der Kondensator wird entladen. Es entsteht die Masche S2, L, Ausgang, D2 und C entsprechend:
Damit ergibt sich der Stromverlauf und der Spannungsverlauf gemäß den gleichen Formeln 13 und 14 wie im Modus M1. Wenn der Kondensator entladen ist, schaltet D1 ein und klemmt den Kondensator auf null und der Strom nimmt linear entsprechend der Größe der Ausgangsspannung wie in Modus M2 ab. Der gesamte aktive Vorgang pro Zyklus dauert daher:
Die Abb. 2 (K beim Spannungsverlauf muss auf UE gesetzt werden) zeigt den Stromverlauf durch die Spule, den Verlauf der Kondensatorspannung, die Steuersignale für die beiden Transistoren, wobei der Bereich in dem die Abschaltung erfolgen muss angedeutet ist.
Die an die Last pro Zyklus abgegebene Ladung lässt sich wieder mit Gl. 12 bestimmen zu:
Die Signalverläufe ersieht man wieder in Abb. 2 mit K entsprechend UE.
2.3 Resonanter invertierender ZCS Tiefsetzsteller
Die dritte Schaltung (Abb. 4) ist ein invertierender Buck Konverter, eine recht ungewöhnliche Topologie.
Abb. 4
Resonanter invertierender ZCS Tiefsetzsteller
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Die Schaltung wird unter den beim Boost Konverter angeführten Voraussetzungen untersucht. In Modus M1 wird S1 eingeschaltet. Damit ergibt sich die Masche UE, S1, C, D1, L und die Maschengleichung:
Der Vorgang endet, wenn die Spannung am Kondensator die Summe von Ein- und Ausgangsspannung erreicht; die Diode D2 schaltet dann ein und klemmt die Kondensatorspannung auf diesen Wert. Der Modus M1 dauert daher:
erreicht und nimmt nun linear ab, weil nun die negative Ausgangsspannung an der Spule liegt. Der Modus M2, während dem nun beide Dioden leiten, dauert:
Nun kann unmittelbar oder nach einer Pause S2 eingeschaltet werden (S1 kann während des ganzen Modus M2 abgeschaltet werden, spätestens jedoch bevor S2 eingeschaltet wird) und Modus M3 beginnt. Es entsteht daher die Masche S2, L, Ausgang, D2 und C und damit:
Diese Gleichung entspricht Gl. 20 und führt daher zum selben Ergebnis. Der Kondensator wird entladen, und wenn die Spannung an ihm null (real leicht negativ) wird, schaltet D2 ein und der Spulenstrom nimmt linear ab. Es liegt nun die negative Ausgangsspannung an der Spule und der Strom nimmt genauso schnell wie in Modus M2 ab. Der ganze aktive Zyklus dauert daher:
Die Abb. 2 (K beim Spannungsverlauf muss auf UA + UE gesetzt werden) zeigt den Strom durch die Dioden D1 und D2, den Spulenstrom, die Spannung am Resonanzkondensator und die Steuersignale.
3 Beschreibung der Schaltungen mit Hilfe des uZ-i Diagramms
Ein besonders praktisches Verfahren zur Beschreibung und Analyse von resonanten Schaltungen zweiter Ordnung stellt das uZ-i Diagramm dar. Eine ausführliche Darstellung findet man in [1]. Für die Anwendung benötigt man jedoch nur ganz wenig Wissen. Die Spannung und der Strom in einem Schwingkreis sind um 90° phasenverschoben. Trägt man nun auf der x‑Achse die Spannung am Kondensator und in der y‑Achse den mit dem Kennwiderstand multiplizierten Strom durch die Spule auf, so ergibt sich ein Kreis. Um einen Kreis zu zeichnen benötigt man den Mittelpunkt und einen Punkt auf dem Kreis. Bei einem realen Schwingkreis ist die Schwingung gedämpft und klingt daher ab. Als uZ-i Diagramm dargestellt ergibt das eine Spirale, die dem Mittelpunkt zustrebt. Für den Schwingvorgang überlegt man sich, wohin Strom und Spannung im Schwingkreis für t gegen unendlich streben und erhält so den Mittelpunkt. Bei Kenntnis des Anfangswertes lässt sich nun der Kreis zeichnen. Natürlich benötigt man nicht den ganzen Kreis, da in der Schaltung, bedingt durch die Dioden, mehrere Moden hintereinander ablaufen und daher bald der nächste Modus beginnt.
3.1 uZ-i Diagramm des Hochsetzstellers
Beginnen wir mit Modus M1. Nach dem Einschalten ergibt sich der Schwingkreis UE, L, D1, C, S1. Man ersetzt nun die Diode und den Schalter gedanklich durch einen Kurzschluss und betrachtet den so entstehenden Schwingkreis. Am Ende des gedämpften Schwingvorgangs wird der Kondensator auf die Eingangsspannung aufgeladen und der Strom zu null geworden sein. Damit kennen wir den Mittelpunkt des Kreises für M1. Der Startpunkt liegt bei Spannung und Strom null. Der Modus M1 endet, wenn der Kreis UA erreicht und die Diode D2 einschaltet. Der Strom nimmt nun ab, die Spannung bleibt geklemmt. M2 ist daher eine senkrechte Linie. Wenn der Strom zu null geworden ist, endet Modus M2. Einschalten von S2 führt wieder zu einer Schwingung im Kreis UE, L, S2, C, D2, UA. Betrachte man nun den Schwingkreis, die Halbleiter werden wieder durch Kurzschlüsse ersetzt, so wird sich der Kondensator auf den Wert UA − UE einstellen und der Schwingstrom zu null werden. Damit kennt man nun den Mittelpunkt für den M3 beschreibenden Kreis und der bekannte Punkt des Kreises ist der Endpunkt von M2. Man zeichnet nun den Kreisbogen bis die Spannung am Kondensator null wird. Die Spannung kann nicht negativ werden, da D1 einschaltet. Der Spulenstrom baut sich nun entlang der senkrechten Linie ab. M4 endet, wenn der Nullpunkt erreicht ist (Abb. 5).
Abb. 5
Resonanter ZCS Hochsetzsteller: uZ-i Diagramm
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Aus dem uZ-i Diagramm kann man unmittelbar ersehen, dass die Ausgangsspannung maximal doppelt so groß wie die Eingangsspannung sein kann. Aus Gl. 6 ist ersichtlich, dass die Abmagnetisierung von der Differenzspannung zwischen Ausgang und Eingang abhängt, daher muss UA sinnvollerweise mindestens 20 % größer als die Eingangsspannung sein, damit die Abmagnetisierung nicht zu lange dauert und daher die Wiederholrate und der Energietransfer zu klein sind (natürlich hängt das von der Anwendung ab).
Abb. 6
Resonanter ZCS Hochsetzsteller: uZ-i Diagramm mit Hilfskonstruktion
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Wie kann man nun aus dem uZ-i Diagramm die Dauer von M1 und M3 und die Stromendwerte bestimmen? Abb. 6 zeigt den Winkel des Kreisbogens für M1 ϕ und für M3 ψ. Der Winkel ϕ setzt sich aus 90° und dem Winkel β zusammen. Die Periodendauer der Schwingung ergibt sich zu:
Der Kreis durchläuft während einer Periode den Winkel von 360° oder 2π. Misst man daher den Winkel ϕ, so ergibt sich durch eine simple Schlussrechnung:
$$\Updelta T_{1}=\phi \sqrt{LC}$$
(35)
Der Stromendwert ergibt sich mit Hilfe des Satzes von Pythagoras:
Um den Wert von ∆T1 aus dem uZ-i Diagramm zu bestimmen wird das Dreieck ABC in Abb. 8 herangezogen. Die Winkel, die den Eckpunkten A, B, C zugeordnet sind, lauten α, β, γ und die den Eckpunkten gegenüberliegenden Seiten seien a, b, c.
Die Konstruktion erfolgt genauso wie beim Hochsetzsteller. Für M1 betrachtet man den Schwingkreis gebildet aus UE, C, L und UA (S1 und D1 sind Kurzschlüsse). Der Mittelpunkt liegt bei UE weniger UA auf der Spannungsachse (der Strom wird am Ende null erreichen). M1 endet, wenn der Kondensator auf UE aufgeladen ist. M2 zeigt nun die Abnahme des Stroms bei konstant bleibender Spannung, eine senkrechte Linie parallel zur y‑Achse. M2 endet, wenn der Strom zu null wird und die Dioden ausschalten. Für M3 betrachtet man den Schwingkreis C, L, UA (S2, D2 sind durch Kurzschlüsse zu ersetzen). Man erkennt, der Kreismittelpunkt wird bei (UA; 0) liegen. Das entsprechende Kreissegment endet an der y‑Achse, da die Spannung am Kondensator nicht negativ werden kann, da D1 einschaltet und der Strom linear gegen null geht. M4 ist eine nun eine senkrechte Linie zum Ursprung (Abb. 7).
Abb. 7
Resonanter ZCS Tiefsetzsteller: uZ-i Diagramm
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Die Auswertung des uZ-i Diagramms erfolgt auf gleiche Weise und liefert die gleichen Ergebnisse wie die Berechnung entsprechend Gln. 20 und 21. Aus dem Diagramm ist direkt ersichtlich, dass die Ausgangsspannung kleiner oder gleich der halben Eingangsspannung sein muss, sonst schneidet der Kreis nicht mehr die Senkrechte bei UE. Die Abmagnetisierung erfolgt entsprechend der Ausgangsspannung, dauert daher umso länger je kleiner diese ist und daher sollte die Ausgangsspannung nicht kleiner als etwa 20 % der Eingangsspannung sein. Der sinnvolle Arbeitsbereich des Konverters ist daher der Bereich von 0,2–0,5 der Eingangsspannung. Aus dem Diagramm lässt sich bestimmen (Winkel entsprechend Abb. 6):
3.3 uZ-i Diagramm des invertierenden Tiefsetzstellers
Wenn S1 eingeschaltet wird, entsteht der Schwingkreis UE, C, L (S1 und D1 werden durch Kurzschlüsse ersetzt). Der reale Schwingkreis wird mit einer gedämpften Schwingung für UC den Wert UE und für den Strom den Wert null erreichen. Damit liegt der Kreismittelpunkt für M1 fest. Wenn die Spannung am Kondensator die Summe von Ein- und Ausgangsspannung erreicht, schaltet D2 ein und klemmt die Spannung am Kondensator, und M2 kann wieder als senkrechte Linie bis Strom null (D1 schaltet aus) dargestellt werden. Schaltet man S2 ein (S1 ist natürlich vorher abgeschaltet worden), so wirkt der Schwingkreis C, L, UA (S2, D2 sind Kurzschlüsse). Die Kondensatorspannung wird den Endwert UA und der Strom den Wert null erreichen. Damit liegt der Kreismittelpunkt für M3 fest. Das Kreisstück das M3 beschreibt endet, wenn die Spannung null erreicht. Dann schaltet automatisch die Diode D1 ein und der Strom baut sich wieder gleichmäßig ab, dargestellt durch die senkrechte Linie M4 (Abb. 8).
Aus dem uZ-i Diagramm sieht man deutlich, dass UA maximal UE sein darf und um die Abmagnetisierungszeit nicht zu lange werden zu lassen darf die Ausgangsspannung minimal 20 % der Eingangsspannung sein.
Abb. 9 zeigt noch ein Oszillogramm eines Experimentalkonverters zur praktischen Demonstration des Konzepts. Zu sehen sind der Resonanzspulenstrom, die Resonanzkapazitätsspannung und die Steuersignale. Die leichte Spannungsüberhöhung kommt durch die parasitäre Induktivität zu Stande.
Abb. 9
Invertierender Tiefsetzsteller (von oben nach unten): Resonanzspulenstrom (6 A/div), die Resonanzkapazitätsspannung (25 V/div) und die Steuersignale (5 V/div)
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4 Erweiterungen
Die Konverter können noch erweitert werden.
4.1 Unterdrückung parasitärer Schwingungen
Da nach M2 und M4 eine Pause notwendig sein kann, damit der Energiefluss gesteuert wird, befindet sich die Schaltung im sogenannten lückenden Betrieb. Die parasitären Kapazitäten müssen sich aufladen und daher kommt es zu Schwingungen an den Halbleitern. Möchte man diese unterdrücken, so kann man das in [7] dargestelltem Konzept anwenden. Dazu wird die Resonanzspule mit einer zweiten Wicklung gut magnetisch gekoppelt (z. B. zu L wird bifilar eine zweite Wicklung N2 aus einem Draht mit gegenüber der Hauptwicklung dünnem Draht aufgebracht, dünner, weil nur geringe Leistung umgesetzt wird), die, wenn die Dioden am Ende von M2 und M4 ausschalten, kurzgeschlossen wird. Damit wird auch die Primärseite dieses Trafos kurzgeschlossen und die für die Schwingung wirksame Induktivität stark reduziert. Die möglichen Schaltungen zeigt die Abb. 10 und 11 zeigt die Funktion an einem Oszillogramm. Man sieht, dass bei eingeschaltetem Hilfsschalter die parasitäre Schwingung an den Halbleiterschaltungen unterdrückt wird. Das verbessert das elektromagnetische Störungsverhalten des Konverters.
Unterdrückung parasitärer Schwingungen bei einem invertierenden Tiefsetzer, von oben nach unten: Spannung (50 V/div) an den Halbleiterschaltern zuerst ohne und dann mit eingeschaltetem Hilfsschalter, Steuersignale (5 V/div) für den Hilfsschalter, und für einen Transistor
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4.2 Veränderung der Resonanzfrequenz
Man kann auch durch eine zusätzliche Induktivität LP die Resonanzfrequenz vergrößern. Der Schalter SP kann dabei durch zwei antiserielle elektronische Schalter z. B. durch zwei MOSFETs oder durch einen mechanischen Schalter (Relaiskontakt, Schützkontakt) realisiert werden. Das Schaltungskonzept zeigt Abb. 12.
Abb. 12
Möglichkeit zur Veränderung der Schaltfrequenz
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4.3 Mehrphasige Konverter
Mehrere Konverter können auch kombiniert und phasenversetzt angesteuert werden. Beispielhaft soll ein zweiphasiger Tiefsetzsteller dargestellt werden. Abb. 13 zeigt das Konzept für den Tiefsetzsteller. Abb. 14 zeigt eine Simulation des Laststroms und der beiden Resonanzspulenströme für maximale Frequenz.
Abb. 13
Zweiphasiger ZCS Tiefsetzsteller
Abb. 14
Zweiphasiger ZCS Tiefsetzsteller von oben nach unten: Laststrom, Strom durch die beiden Resonanzspulen
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5 Zusammenfassung
Drei Konverter mit eingeschränktem Betriebsverhalten und Schalten bei Strom null wurden dargestellt. Das Anfahren der Konverter geschieht durch gleichzeitiges Ein- und Ausschalten der elektronischen Schalter. Wenn der sinnvolle Arbeitsbereich des Konverters erreicht ist, wird auf den ausführlich beschriebenen ZCS Betrieb umgeschaltet. Die Konverter sind nicht universell einsetzbar, aber gut geeignet für eingeschränkte passende Anwendungen z. B. Ladung von Batterien oder Einspeisung in eine DC-Sammelschiene. Die Ansteuerung ist einfach, da immer nur einer der zwei elektronischen Schalter angesteuert werden muss und dann automatisch der Strom auf den Diodenzweig kommutiert. Das Abschalten des aktiven Schalters muss spätestens vor dem Einschalten des anderen Transistors erfolgen. Den möglichen Spannungsübersetzungsbereich ersieht man leicht aus dem uZ-i Diagramm. Der Kreis von M1 muss die Senkrechte von M2 schneiden und weiters kann man aus den Formeln für die Dauer von M2 erkennen, dass diese gegen unendlich gehen kann. Es empfiehlt sich daher als Spannungsübersetzungsverhältnis M zwischen Ausgangsspannung zu Eingangsspannung:
für den Hochsetzer 1,2 (1,5) < M < 2
für den Tiefsetzer 0,2 < M < 0,5
für den invertierenden Tiefsetzer (0,2) 0,5 < M < 1
zu wählen. Die Schaltungen eignen sich besonders für höhere Spannungen und Ströme und IGBTs als elektronische Schalter, da Dioden geringere Flussspannung haben als die Durchflussspannung von IGBTs. Es ist immer nur maximal ein elektronischer Schalter im Betrieb. Hinweise zur Dimensionierung, weiterführende Untersuchungen und Messungen findet man in [2‐4]. Da die Resonanzspule eine geringe Induktivität hat, aber der Spitzenstrom groß ist, wird diese als Luftspule ausgeführt. Wieweit eine Wirkungsgradsteigerung erfolgt, hängt sehr stark von den verwendeten Bauteilen und von den Spannungsniveaus ab.
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