8. Rückkopplungen, Stabilität und Frequenzgangskorrekturen bei Röhrenverstärkern

In praktischen Fällen wird der so entstandene Phasenanteil vernachlässigbar sein und man kann von „quasi-reellwertig“ sprechen. Dem Leser sollte klar sein, daß dieser Zustand Ergebnis sachgerechter Konstruktion ist.

Das Audiosignal findet sich in abgeschwächter Form auch als Überlagerung in den Versorgungsspannungen wieder. Dies betrifft vor allem die Vorstufenversorgungsspannungenabzweige der zumeist sehr „bescheiden“ ausgeführten Versorgungsspannungsysteme in Röhrenverstärkern (siehe Abschn. 7.​1).

Wir haben diese Idealvorstellung bereits im Abschn. 6.​7 zum Anodenfolger kennengelernt.

Man kann im gewissen Rahmen mit R _k die Stärke der Gegenkopplung einstellen, ohne den Arbeitspunkt der Röhre zu verändern. Mit „gewissem Rahmen“ ist gemeint, daß mit groß werdendem Widerstand der Gleichspannungsabfall über dem Widerstand nicht mehr vernachlässigt werden kann.

Das Telefunken-Laborbuch verwendet komplexe Impedanzen statt reeller Widerstände.

Solche Strom-Strom-Gegenkopplungen könnte man bei einem Leistungsverstärker mit Ausgangsübertrager aufbauen, bei dem der Ausgangsstrom für die Gegenkopplung herangezogen wird und man wegen der galvanischen Trennung auch leicht den Potentialausgleich zur Einspeisung des Rückkopplungsstroms vornehmen kann. Mit geregeltem Ausgangsstrom hat man gelegentlich Verstärker mit einstellbarem Dämpfungsfaktor gebaut.

Es gibt auch weitere Einschränkungen, wie sie z. B. in den 70ger Jahren an Transistorverstärkern erforscht wurden [Lei77]. Allerdings meint der Autor, daß diese weiteren Einschränkungen eher von nachrangiger Bedeutung sind, wenn man sie mit dem Gewinn durch Gegenkopplung vergleicht.

Ein absolut perfekter Verstärker mit Hilfe einer Gegenkopplung ist nicht möglich. Eine im regelungstechnischen Sinne verstandene Gegenkopplung fußt auf einem Fehlersignal, das nicht den Wert Null annehmen kann.

Recht nahe an diese Vorstellung kommen Operationsverstärker.

Siehe z. B. \(u(t)=\widehat{u}\sin(\omega t+\varphi)e^{-\delta t}\), eine Sinusschwingung mit Einhüllender \(e^{-\delta t}\).

Bei Wechselgrößen nimmt auch bei Operationsverstärkern die offene Verstärkung (ihr Betrag) mit der Frequenz ab.

Hier unterscheiden sich Laborwirklichkeit und Simulation. SPICE läßt uns ohne weiteres mit Mega-Farad-Kapazitäten simulieren.

Diese Annahme ist bei der bekannten Katodyne-Phaseninverterschaltung nicht erfüllt, da Anoden- und Kathodenwiderstand (nahezu) gleich groß sind.

Um den Sprachgebrauch nicht unnötig kompliziert werden zu lassen, sprechen wir von Verstärkung, auch wenn wir wissen, daß eine solche Verstärkung eine Systemfunktion im Laplace-Bereich bzw. eine Übertragungsfunktion im Fourier-Bereich ist.

Deswegen verwenden wir Großbuchstaben für Spannungen und Ströme.

Ideal ist diese Herangehensweise nicht, da der Verstärkerausgang wegen des Wechselgrößen-Wegfalls von R _k anders belastet wird. Nun ist aber der Rückkopplungswiderstand R _F relativ groß gegenüber dem Ausgangswiderstand der zweiten Verstärkerstufe, der sich aus der Parallelschaltung von \(R_{a2}\) und dem geringen Innenwiderstand von wenigen \(\mathrm{k}\Upomega\) der kräftigen Triode 12BH7A ergibt, so daß sich der über R _k geänderte Lastanteil allenfalls unwesentlich bemerkbar macht.

Die \(-3\,\mathrm{dB}\) beziehen sich auf das Verstärkungsmaß bei \(f=1\,\mathrm{kHz}\).

Diese Schranken sind zumeist noch enger, als die Schranken, die ohne eine solche Mitkopplung gesetzt werden.

Es finden zwei Wechsel in der Art der Signalverarbeitung statt. Ausgehend von asymmetrischer Signalverarbeitung in der Vorstufe und am Verstärkerausgang hin zu symmetrischer Signalverarbeitung vom Phaseninverter zur Endstufe. Die Übergänge werden im Phaseninverter (nicht mit idealer Symmetrie) und im Ausgangsübertrager vollzogen. Für die symbolische Analyse ist das ohne Belang, da in beiden Fällen alleine elektrische Spannungen Ein- und Ausgangsgrößen der Stufen sind.

Die angegebene Simulationsschaltung entspricht der gewöhnlichen Katodyne-Schaltung und berücksichtigt nicht die Überlagerung der Gleichströme im Widerstand R _k .

Der Amateur fragt nach einer solchen Maßnahme.

Streuinduktivitäten der Übertrager spielen hier oft eine nicht unwesentliche Rolle.

Die Zusammenhänge werden mit der Hilbertransformation hergestellt.

Früher konnte man für solche Aufgaben Widerstands- und Kapazitätsdekaden in „kleinen Kästchen“ verwenden.

Letzlich ist es die Frage, ob wir am Rückkopplungssummierknoten die rückgekoppelte Größe selbst (in unserem Fall) oder invertiert zuführen.

Letztlich aber bedeuten alle folgenden Annahmen nur, daß es links (Hochpass) und rechts (Tiefpass) von der Mitte liegende reellwertige Pole gibt, die weit auseinander liegen.

Die Impulsantwort \(h(t)=\mathcal{L}^{-1}\{V_{0}(s)\}\) ist absolut integrierbar, d. h. \(\int_{0}^{\infty}\left|h(\tau)\right|\mathrm{d}\tau\leq M<\infty\).

Man wird sich dafür eine hochohmige Trennstelle suchen müssen.

Nennenswerte Spektralanteile an den kritischen Frequenzen müssen vorhanden sein, um den Verstärker dann auch „zum Schwingen anzuregen“.

Wir unterstellen, daß der Betragsfrequenzgang der Schleifenverstärkung oberhalb der mittleren Frequenz, wenigstens aber im I. und im IV. Quadranten, monoton fällt, was i. a. bei Röhrenverstärkern konstruktiv sichergestellt ist bzw. mit einer der später vorgestellten Frequenzgangentzerrungen sichergestellt werden kann.

Das Ziel der Herleitung ist es, einen Ausdruck für OF-Überschwingen im Übergangsverhalten in Abhängigkeit vom Phasenrand zu finden. Dies gelingt uns mit überschaubarem Aufwand nur, wenn wir in Näherung ein Tiefpaß-Verhalten vom Grad zwei annehmen können. Tatsächlich ist diese Annahme bei weit genug auseinanderliegenden Polen statthaft.

Duale Netzwerke bilden R _L , R _H und C _H bezüglich C _K , R _K und R _g . Die beiden weiteren Widerstände in Abb. 8.59 sind Stufenquellwiderstände.

Ein Phasenrand von \(\uppi/6\) ist, wie wir es bereits gesehen haben, ein recht knapp bemessener Phasenrand.

Dies entspricht für die Stufen-Glied Frequenzgangskorrektur der Fläche \(\mathrm{F}_{\text{Stufe}}=\int_{0}^{\infty}\left|V_{S}(\omega)H_{\text{Stufe}}(\omega)\right|\mathrm{d}\omega\).

Mit der veränderlichen Gleichspannung ließen sich z. B. in einer Gegentaktendstufe die beiden Endröhren fein für die Anodenruheströme symmetrieren. Gleichspannungen in der Schaltung werden aber mit dem Spannungsteiler R _K und R _g abgeschwächt. Diese Abschwächung vermindert natürlich auch Gleichspannungsänderungen, die z. B. auf Altern der Triode zurückzuführen sind.

Frequenzabhängiges Aussetzen der Stromgegenkopplung

Meist stehen die zur Dimensionierung der Entzerrung notwendigen Daten der Übertrager nicht zur Verfügung. Vielen Entwicklern steht auch kein leistungsfähiger Impedanzanalysator mit einem großen Messfrequenzbereich zur Verfügung. Der Autor kann einen hochgenauen HP4392-Impedanzanalysator nutzen, der bis 13 MHz misst. Wenn ein solcher Impedanzanalysator also nicht zur Verfügung steht, kann man sich zunächst mit Schätzdaten behelfen, die ggf. mit einfach zu messenden Werten ergänzt werden. So kann man den Wicklungswiderstand mit einem Multimeter messen. Die Streuinduktivität kann auch mit einem einfachen Induktivitätsmesser gemessen werden, wenn man den Übertrager sekundärseitig kurzschließt. Die feinere Erfassung entsteht in einem Parallelbetrieb von Verstärker und Simulation, wobei die einfach zu messende Resonanzfrequenz bei der Verfeinerung der Simulation hilft. Auch kann mit der Step-Anweisung in SPICE ein Wertebereich eines Bauelements in kurzer Zeit überprüft werden.